混频器电路形式

2.2.1 混频器最基本电路形式

(1) 单端混频器

一般的单端混频器的最基本特征是只有一个二极管，基本电路形式包括射频与本振的功率混合电路、阻抗匹配电路、混频二极管、射频本振短路枝节和中频低通滤波器电路，如图2.2-3所示。

图 2.2-3单端混频器

射频信号从耦合器一端进入，本振从另一端口输入，本振到射频的隔离度由耦合器的两端口隔离度决定，耦合过紧会造成本振与射频信号的相互泄漏，耦合过松虽提高了端口隔离度，但本振的输入功率必须增大，因此一般情况下耦合器的耦合度在10dB左右。射频信号部分损耗在耦合器隔离端的匹配负载上，后经阻抗匹配电路与本振同时进入二极管，阻抗匹配电路可以用λ/4阻抗变换器实现（T2段），也可以用枝节匹配器实现，T1段为相移段，主要实现将端口阻抗由二极管的复数变成实数，T3段起到射频短路的作用，将除中频信号外的频率反射回二极管继续参与混频，并抑制了射频向中频的泄漏，与后面的低通滤波器起到了相同的作用。同时电路中的有一段射频的λ/4短路线作为直流回路线短路二极管产生的直流分量。单端混频器由于结构简单，制作成本低廉，在早期的混频电路中经常被采用。 (2) 单平衡混频器

单平衡混频器是采用反向接入的两个二极管产生混频，如图2.2-4a、b，本振到射频的隔离度有电桥决定，可以是3dB支线耦合器（1、2端口隔离），也可以是180°环形电桥（1、3端口隔离）。由于二极管的反接，即使得混频产生的直流分量能在两个二极管内部流动，又使得所输出的中频电流能同向叠加，而由本振噪声产生的中频分量反向抵消，可以用下面的推导解释。

图

2.2-4a 单平衡混频器（3dB支线耦合器）图 2.2-4b单平衡混频器（环行器）

对于图2.2-4a，D1管的射频信号VS1和本振信号VL1分别为：

Vs1Vscos(stVL12 （2.2-8）

VLcos(Lt)) 混频产生的信号iD1为：

iD1Vs1[g02gncosn(Lt)]Vscos(stm12)[g02gncosn(Lt)]m1g0Vscos(st2)Vsg1{cos[(sL)t)gncosn(Lt)m22]cos[(sL)t2]}2Vscos(st2sL)t] 则D1产生的中频电流i1Vsg1{cos[(2D2管的射频信号VS2和本振信号VL2分别为：

Vs2Vscos(st)Vscosst

VL2VLcos(Lt2)VLcos(Lt （2.2-9）

2)

混频产生的信号iD2为：

iD2Vs1[g02gncosn(Ltm12)]Vscosst[g02gncosn(Ltm12)]g0Vscos(st)Vsg1{cos[(sL)t2Vscos(st)gncosn(Ltm22]cos[(sL)t2]}2) 则D1产生的中频电流i2Vsg1{cos[(sL)t2]

最后总的输出中频电流同向叠加，为

ii1i22Vsg1{cos[(sL)t2类似的可以推出本振噪声]，

产生的中频信号是反向抵消的。对于环形电桥的单平衡混频器也可以推出相同的结果。 (3) 双平衡混频器

前面所述的单端、单平衡混频器由于都有和频率有关的电桥、匹配枝节、直流回路，所以能实现的带宽较窄，而双平衡混频器的结构使用了两个平衡到不平衡的变换来代替功率混合电路和高低频旁路短截线，即能保证射频本振间的良好隔离，又有很宽的频段，通常可达倍频程以上，而且管对首尾相接构成了一个直流回路，不需要外接进而简化了电路的复杂程度。中频信号有本振巴伦的次级抽头引出，设射频信号为Vscosωst，本振信号为VLcosωLt，则有：

图 2.2-5双平衡混频器

D1：i1Vs2cos(st)[g02gncosn(Lt)]

n1D2: i2Vs2cos(st)[g02gncosn(Lt)]

n1D3: i3Vs2cos(st)[g02gncos(nLt)]

n1D4: i4Vs2cos(st)[g02gncos(nLt)]

n1则最后中频输出电流为：

ii1i2i3i442(g1VscosstcosLtg3Vscosstcos3Lt... 22Vs(g1cos(sL)tg1cos(sL)t...即说明总的输出中频电流只含有mωs±nωL频率分量（m、n为奇数），而所有的偶次谐波的和差分量均被抑制，所以有相对较低的变频损耗，管堆含有四个二极管，相对单双平衡结构有较大的动态范围，但同时也需要较大的本振驱动功率。

2.2.2 X波段谐波混频器的方案选择及设计实例

谐波混频器的最大优点是能使用较低频率的本振获得较低频率的中频（下变频）或获得较高频率的射频信号（上变频）[17][18]，谐波混频器做下变频在毫米波频段很常见，在X波段的一些特殊的场合也得到了广泛的应用（如在锁相环中的反馈回路利用谐波混频器降低N分频比，提高相噪性能）。较为关心的指标是工作频率和带宽、噪声系数、变频损耗、杂散抑制度、端口隔离度、本振驱动电平、镜频抑制度等。谐波混频器用作上变频的时候有优势也有劣势，根据需要取舍。优势在于较低的本振比较好实现

而且离射频信号较远，比较好滤除；劣势在于需要较高的本振驱动功率，而且产生的频谱很丰富，有些频谱离射频很近，较难抑制。最常使用在上变频器中的器件有变容管、阶跃管、肖特基管和FET，FET做上变频较为常见的两种方式是栅极上变频（本振从栅极输入）和漏级上变频（本振从漏级输入），这两种方式的直流工作点均选在栅极的夹断点附近。分别利用了FET的Id-Vg非线性关系和Id-Vd非线性关系，前者由于有较高的本振隔离度所以较常采用。较为关心的指标是变频损耗和杂散抑制度等。本文采用反向并联肖特基管对设计该谐波混频器，这种结构在偶次谐波混频器中很常见，其原理很简单，如果输入两个端口的频率分别为f1和f2，则管对输出端的频率分量仅有mf1±nf2，且m+n为奇数，对于下变频仅有mfLO±fRF，且m为偶数。

本文设计的滤波器基本指标为：中心频率10GHz，带宽500MHz，本振谐波次数为4，需要得到中频0.75-1.25GHz，要求变频损耗<15dB，杂散抑制度>60dBc。采用Rogers Duriod6010基板，εr＝10.2，厚为0.635mm。采用MACOM的肖特基反向并联管对MA4E2508。由于四次谐波混频的损耗较大，为达到<15dB的指标要求，采用单平衡结构设计，管对输入端的两个并联λ/4开路枝节分别对中频和射频短路，输出端的两个开路枝节分别为本振和3倍本振频率短路，为保证射频、本振和射频的相互隔离在输入端口加入滤波器，如图2.2-6a、b所示，中频低通滤波器采用集总参数电容电感搭配。ADS的原理图仿真如图2.2-7所示。

图2.2-6a 本振2.25GHz滤波器 图2.2-6a 射频9.75-10.25GHz滤波器 图2.2-7 混频器ADS的原理图

采用谐波平衡法仿真，射频为9.75-10.25GHz，中频为0.75-1.25GHz时的变频损耗如图2.2-8所示，在工作带宽内的损耗大约在12-14dB左右。在射频频率为10GHz，射频功率为-10dBm时，变频损耗随本振驱动功率变化如图2.2-9所示，当PLO=13dBm时变频损耗最小。射频为9.8GHz和10GHz时的输出

频谱如图2.2-10a、b所示（PRF=-10dBm），Layout如图2.2-11所示。

-11.5-12.0-10-15ConvGainConvGain-12.5-13.0-13.5-14.0-14.59.79.89.910.010.110.210.3-20-25-30-358910111213141516PRF=-10dBm

FRF=10GHz

Power_LORFfreq

图2.2-8 变频损耗随射频频率变化 图2.2-9 变频损耗随本振功率变化

m1m2freq=800.0MHzfreq=2.250GHzdBm(Vif)=-23.796dBm(Vif)=-95.262m1dBm(Vif)0m1m2freq=1000.MHzfreq=2.250GHzdBm(Vif)=-22.250dBm(Vif)=-95.095m10dBm(Vif)-50m2-100-50PRF=-10dBm PLO=13dBm -100FRF=9.8GHz -150m2PRF=-10dBm PLO=13dBm FRF=10GHz

345-150012345012freq, GHz freq, GHz 图2.2-10a输出频谱（fRF=9.8GHz） 图2.2-10b输出频谱（fRF=10GHz）

MA4E2

图2.2-11 谐波混频器版图